5GPRACH

　　NR网络中PRACH的设计应针对不同的频段，考虑不同的方面，表1给出了对于的要求。
　　对于所有频率范围和部署，最好只采用单一RACH前导码设计。然而，这种设计不能有效地处理不同部署的PRACH设计需求。例如，由于可能的定时模糊问题，对于非常大的小区部署，具有高的子载波间隔可能不是有效的。另一方面，由于微站设计的时间占用要求有限，使用非常低的子载波间隔进行微站部署可能效率低下。因此，将PRACH设计分为两个设计类别：一个用于中小型小区覆盖（例如，小于15km），另一个用于超大小区覆盖。更具体地说，对于中小型蜂窝覆盖，在6GHz以下和6GHz以上的统一PRACH设计如表2所示。在这个统一的PRACH中，RACH前导在6GHz以下和6GHz以上是相同的，而子载波间隔是可伸缩的。
　　从双工模式来看，PRACH设计应该在TDD和FDD部署中都很常见。对于超大小区部署，预计只支持FDD部署。此外，700MHz的频带可用于有利的无线传播条件。因此，重复使用表3中提供的LTEPRACH设计是合理的。
　　在具有RACH前导码重复的LTEPRACH中，如图1所示，在连续的RACH前导码重复之间不需要CP。至少在NR大型小区部署中应该支持这种重复结构（见表3）。
　　对于微小区部署，可以考虑两种RACH前导重复选项：Option1：在RACH前导码重复之间没有CP，并且保护处于最后一次RACH前导码重复的末尾。这种RACH前导码重复类似于图2所示的应用于大小区部署的前导码重复。该选项在UE处启用相同的PRACH发送处理，并在网络处启用相同的接收处理。
　　Option2：在连续的RACH前导码重复之间插入CP，并且在最后一个RACH前导码重复的末尾插入保护。该选项允许ue使用不同的扩频码重复RACH前导码，并且可以在给定的时间频率足迹中复用更多的ue。
　　在不同的RACH符号处使用不同的RACH序列增加了接收机的复杂度。
　　对于低于6GHz的情况，中小型小区覆盖的子载波间隔为7。5kHz。需要注意的是，可能需要多次重复才能实现目标链路预算。因此，可以优选地定义基本RACH前导码块，并且通过重复此类RACH前导码块来实现覆盖增强。网络可以向基本的RACH前导码块指示以及重复次数发送信号。表4提供了关于支持不同大小小区要求的多种RACH前导格式的建议。请注意，该设计旨在避免TDD自包含时隙中的下行链路公共突发（DLCB：downlinkcommonburst）和上行链路公共突发（ULCB：uplinkcommonburst），如图4所示。避免DLCB的目的是为了减少干扰，而不重叠ULCB的目的是为了在发射机和接收机侧都实现简单。对于大的小区覆盖，相同的LTE设计可以重复使用。
　　表5是为图4的模拟假设，而表6总结了性能和链路预算分析。请注意，当前模拟基于PRACH的4。32MHz带宽。建议是1。08MHzPRACH带宽（即，类似于LTEPRACH）。对于上行链路传输，目前的模拟结果应该仍然适用于1。08MHzPRACH带宽。
　　RACH前导码的较小子载波间隔允许UE在更长的持续时间内发送RACH前导码。因此，gNB可以收集更多的能量，并改善链路预算。同样的效果也可以通过连贯地组合多个符号和更长的tone间隔来实现。
　　然而，短符号限制了可用循环移位的数量。RACH前导码中可用的循环移位数的上限是序列持续时间与往返时间和延迟扩展之和的比率。因此，短符号的使用降低了RACH前导码中的用户复用容量。
　　图5显示了不同音调间隔的循环移位的可用数量。这些数字是在不假设任何延迟传播的情况下获得的。图5显示，可用的循环移位数随着子载波间隔的增加而单调减少。因此，较短的音调间隔增加了给定时间带宽占用中的RACH资源的可用数量。
　　另一方面，较短的音调间隔和较长的前导序列容易受到多普勒频移和频率偏移的影响。这些效应在高载波频带中更为突出，这是多波束场景的合适使用情况。
　　图6显示，相对性能损失随着音调间隔的减小而增加。对于相对较高的音调间隔，例如120至30kHz，相对性能损失最小。例如，60kHz的音调间隔遭受大约0。3dB的相对性能损失，而30kHz的音调间隔在100kmhr速度下遭受0。9dB的性能损失，在UE处遭受3kHz偏移（在30GHz频带下为0。1ppm），在基站处遭受1。5kHz偏移（在30GHz频带下为0。05ppm）。两个60kHz符号的相干组合也将遭受0。9dB的性能损失。两个60kHz符号的非相干组合将获得小于3dB的接收功率提升，并获得与30kHz符号类似的性能。另一方面，随着音调间隔变得小于30KHz，相对性能开始急剧下降。因此，在多波束情况下，30kHz似乎是一个合理的音调间隔选择，它将在高频段被占用。
　　在考虑了不同音调间隔的优缺点后，所以NR多波束情况下选择30kHz音调间隔。
　　gNB可以通知UE是否在gNB处存在波束对应，并且UE可以基于下行同步波束的接收信号质量选择其RACH传输时间。不同的ue将选择不同的RACH传输时间，因为它们可能在基站处被不同的波束覆盖。在这种情况下，不同RACH符号之间的CP对于避免从一个UE传输到下一个UE的干扰至关重要。
　　波束内符号之间CP的有用性取决于载波频率和选定的音调间隔。如果音调间隔大，即符号持续时间短，则可以重复发送RACH前导码，并且gNB可以在这两个符号之间相干地组合接收。最重要的是，可以在这些符号之间应用扩频码，以便更多的用户可以在这些符号之间同时传输RACH前导码。
　　图7显示了两个ue可以跨两个RACH符号使用两个不同的扩频码，即〔11〕和〔11〕，并同时发送RACH前导码。图9显示，如果在30GHz频段的多波束情况下选择60kHz数字符号，则两个RACH符号可以与扩频码相干组合，因为即使在高速下，30kHz音调间隔的相对性能也很小。
　　图9显示了在60kHz音调间隔和30GHz频带下，相干合并和扩频对RACH检测性能的影响。使用以下步骤生成图9的绿色曲线：1）UE使用〔11〕的正交覆盖码跨两个连续符号传输RACH序列，即，UE跨两个符号传输相同的RACH序列。2）基站尝试两种不同的正交覆盖码假设，〔11〕和〔11〕，以检测这两个符号之间的RACH。绿色曲线显示在0。1的误报率下的漏检概率。
　　图9显示了无合并和带扩频的相干合并之间的性能差距约为2。5dB。一个理想的相干合路器可以实现3dB的性能提升。由于多普勒和频率偏移的存在，性能差距略有缩小。
　　图9说明，如果在30GHz频带中使用60kHz的音调间隔，两个UE可以实现接近3dB的SNR提升，同时通过使用正交覆盖码在两个连续符号中复用。
　　然而，较短的音调间隔（例如，30ghz频带下的10或15khz）将不允许在两个连续符号之间使用正交覆盖码，因为符号太长而无法相干地组合。
　　如果数据音调间隔和RACH音调间隔相同，接收机的复杂度就会降低。对于这些音调间隔，正交覆盖码的使用增加了PRACH场合中可支持的前置码的数量。
　　如果gNB在多波束场景中没有波束对应，则UE需要在Msg1传输期间传输DLTX波束，以便gNB可以使用该DLTX波束ID来传输Msg1。因此，在多波束场景中，NR需要支持远高于64个前导码。不同符号之间的OCC允许系统实现更高数量的前导码。
　　建议的PRACH格式。
　　图9显示了format1的示例结构。gNB在10个不同方向传输10个同步块。RACH插槽时隙有10个RACH块。gNB通知UE其波束通信状态。如果波束对应可用，UE将最佳DLSYNC资源映射到用于前导传输的RACH符号。如果波束对应不可用，UE在所有符号中传输RACH前导码，gNB通过扫频槽找到最佳ULRX波束。
　　图10显示，总体625usRACH时隙由五个120kHznumerology的125时隙组成。每个时隙由一个DL控制块和UL控制块以及两个RACH块组成。每个RACH块由循环前缀和序列持续时间组成。如果波束对应可用，UE将最佳DLSYNC块映射到相应的RACH块。
　　其中一些子载波区域可用于在多波束场景中传输调度请求或波束恢复请求。在这些区域中，如果ue是时间同步的，则可以包括更多的调度请求或波束恢复请求前导码。区域总数可以在RACH区域和调度请求波束恢复请求区域之间灵活划分。可用RACH前导码的总数来自循环移位、子载波区域和不同根序列的使用。由于我们支持1km的小区半径，可以适应四种不同的循环移位。允许m个不同的子载波区域用于RACH传输，前导码的总数为4m139。如果将八个子载波区域用于RACH传输，可以获得多达4448个前导码。